ＳＳＢ送信機のALCはパワー制限と不要なスプラッタを周辺にまかないようにするために、非常に重要な要素である。
かって真空管の終段パワーアンプの時代には、グリッド電流が流れ出すのを検出して送信機のALCとしていた。
あのころにも整流型ＡＬＣと増幅型ＡＬＣの論争があったが、グリッド電流が流れ出すというのは送信機の動作で一つの明快なポイントである。 ファイナル送信管自体は少々グリッド電流が流れだしても歪みは急激に増えるわけではないのだが、 その前段のドライブ段での動作が終段に対しては電圧振幅動作であったものが、ここからはグリッド電流が流れ出すために電力が必要となり、 いわば負荷が急変するために＋側がクリップし歪みが増えるのである。
ファイナルがトランジスタになり、グリッド電流のような明快な歪み発生ポイントがなくなり、パワー、ＳＷＲでの検出に変わった。 設計されたパワー以上に出ようとすると抑えるのである。パワーの制御のためには充分なループゲインを取り、スピードが要求される。 AGCと同じように検出電圧とレンジ、ループゲイン、パワーの傾斜が求められる。

充分な制御とスピードがあればパワーは一定に抑えられていわゆるスプラッタは少なくなる。 しかしこのようにまともに設計すると実はパワーが非常に少なく感じられる。確かにピークで定格パワーは出ているのだがパンチがない、 パワー計が振れないなどと言われる。甚だしいのは１０Ｗの機械でしゃべったときに１０Ｗまでパワー計が振れないと納得しない。 メーカー製の機械に付いているパワー計は少しでも出ているように見せるためにピーク検出であるし、 そのメーカーが出しているパワー計に時定数を持たせているものがある。
設計的にはＡＬＣの制御を甘くしてオーバーシュートを許し、 ファイナルでクリップさせるか、前段でリミッタをかけ時定数を早めにとるとメーターの振れが俄然よくなる。 この例を挙げてみよう。

かってファイナルが真空管の時代、一般的に整流型は音声などのエンベロープに反応しある程度グリッド電流を許容した。 またCWのようなキャリアには効かない。そのためにパワー的には大きくなる。 しかし少ないグリッド電流で検出電圧が大きい増幅型ＡＬＣはスピード、パワー制御ともに有利ではあった。しかしこれも使い方によって大きく変わる。 増幅型ＡＬＣはパワー制御が非常にしっかりしているためにパワーが少ない、これを他に対抗させようとＤＸスイッチというものを備えた機械があった。
その方法をよく見てみると検出感度を約１／１０に落とし、ＡＬＣの時定数を短くするものであった。 この方法を行うとどうなるか、通常は10kΩの両端電圧でトランジスタのBE間の電圧として検出しているから、数十uAのグリッド電流で立ち上がる。 これが数百uAとなる。これでパワーが増え、この事自体による歪みも発生するが、ＡＬＣのループゲンが大きく下がるためにパワーの制御が甘くなる。 このため終段管が飽和したり、大きなグリッド電流によりドライバ出力での歪みが大きく増加する。いわばファイナルをクリッパとして動作してしまうのである。 さらに時定数が短かくなっているために、ＡＬＣが効いてもすぐ元のゲインに戻ってしまう。ファイナルクリッパの回数が非常に多くなるのである。 このためにものすごいスプラッタをまき散らすことになる。

ＳＳＢ送信機の歪み動作（ＩＭＤ）はＳＳＢフィルターより前と後ろに分けられる。フィルターより後ろの段で歪むとＩＭＤ成分はスプラッタとなる。 フィルターより前だとスプラッタのように帯域の広がりはないが音声が歪んだり濁る。 ALCは受信機のAGCの様に広いダイナミックレンジに比べて、マイクからの音声を相手にするから、レンジは狭くて昔から6dBや10dB程度である。 FET一段でも20-30dB程度の制御は可能である。ファイナル自身はパワーが制限されているから、スピードと制御さえ適正な設計であればあまり問題ではない。 ではなぜALCは10dBと制限されてALCゾーンがあるか？
一般にＡＬＣはＩＦ段にかかっている。すなわちＡＬＣのかかっているＩＦ段以降の出力はバンドのばらつきを除いてほぼ一定であるが、 それ以前の段はこのＡＬＣマージン分の高いレベルでの動作を保証しなければならない。ここで一番動作が厳しいのが平衡変調器(Balanced Modurator)である。 さらにバンドが広帯域であると送信機のトータルゲインはバラつくからこのゲイン変動によりマージンは減ってくる。 ここもしくはマイクアンプ段の適正レベルのマージンが6-10dB程度（ゾーン）内であるということである。

ＳＳＢ送信機はマイク入力、約数mVを出力パワー（10Wなら22.4V　100Wなら70V程度）まで増幅する電圧ゲインがある。 さらにALCのマージンとバンドによるばらつきを加える。
まず考える所は前にも述べたようにBMの動作レベルである。音の濁りや歪みを考えて充分に低いIMになるようにする。 狭帯域のSSBフィルターを信号が通過するとその群遅延のために遅れるから、パワーを抑え込むスピードを要求されるALCはフィルター以後のIF段でかけられる。 このためALCの恩恵のない前段はALCマージンを見込んで設計しなければならない。 このため BMの動作レベルが問題になってくる。 余裕をとり動作レベルを下げてしまうと今度はキャリア漏れとの差が小さくなる。 キャリアリークが少なくて安定な素子は昔から少ない。 かって真空管の7360やいくつかのICもあったが廃品種になることも多い。
BMでの動作レベルを上げるために、マイクアンプにALCをかけることも考えられるが、狭帯域フィルターより前にかけるALCは、 遅い時定数で平均値動作をさせなければならないために瞬間的な動作レベルや、その動作に問題が多くあまり採用されない。 BMの動作レベルを考えた場合に、マイクアンプや、機械の前につけるクリッパやコンプレッサーなどの振幅制限は非常に有効な事である。

あとはやはりミキサーの動作がポイントとなってくる。 送信機では各段の出力でのＩＭＤなどの歪みを考慮するために 受信機とは違い途中からは電力（dBm）で設計することが多い。 最終ミキサー以後はバンドのばらつきや動作電圧を除き、ほぼ一定レベルの動作となる。 やはりＩＭＤに注意し、ファイナルでのIMDが約30dB、その以前の段はそれ以上の動作となるよう設計する。

受信機では入力換算の3rdIPが設計上の問題になるが、送信機では出力の3rdIPを基準に考える。
受信機ではどれだけの強い信号で歪むかを考えるから入力のIPで考えるが、本来歪みは出力側で発生するものである。 これがわかればそこの出力でどれだけのレベルで動作させられるかがわかる。
たとえば出力の3rdIPが+30dBmであり、IMD40dBまでで設計するのであれば

+30dBm　-　40dB/2　＝ +10dBm

となる。 アマチュアの世界ではIMDの成分をピークパワーからのレベルで考えるが、業務機の世界ではツートーンの各レベルより測定する。 すなわち6dBの差が出る。いわゆる定格パワーはIMDが25dB、アマチュア的には31dBの時のパワーである。

このツートーンの周波数であるがアマチュア的には結構いい加減である。しかしたとえばCCIRなどは700/2300Hz、1100/1700Hzと決まっている。 ３次IMDがＳＳＢ帯域外に出るものと、帯域内のものとによって変わり整数比関係を避ける。 整数比を避けるのはIMDの各次数の成分が同一周波数に重ならないようするためである。
ALCなどの送信機全体の動作を含めて評価するときは1100/1700Hz（３次が500/2300Hzで帯域内）で、 帯域外への不要発射などは700/2300Hz（３次IMDは-900/3900Hz）である。

ＣＷやFMの場合はキャリヤの発生する段から、最終段までとALCマージンを考えてゲインを取る。 この場合単信号だからIMDは気にしないが、CWの場合はSSBと同じくALCによるパワー制御、波形のオーバーシュートなどがある。 ALC量は少ないほど波形の再現性は良い。ALCが深くかかるようだと、せっかくＣＷの波形が良くなるように傾斜をもって立ち上げた波形の傾斜がきつくなる。 オーバーシュートも出やすくなる。 しかし少ないとバンドによってはゲインが足りなくなり定格パワーが出ないことになる。

パワーアンプの負荷インピーダンスの設計公式は、前にも述べたようにVcc^2／(2*Po)である。 これはシングルエンドのアンプである。ではプッシュプルアンプではどうなるか。このあたりは本にあまり書かれていないと思う。
それぞれに半分のパワーと電源電圧から片方の最適インピーダンスが算出されるから 、 プッシュプルでは両方のコレクタ間がそれを足したインピーダンスになるようにし、出力トランスの巻き数比を決めれば良い。
もう一つの考え方として、 前にも述べた最大有効利用はＶｃｃの２倍であること、 両方の素子の位相は逆相であることから両コレクタ間の電圧差はVccの４倍になることから　4*Vcc^2／(2*Po)であるともいえる。
あとは出力トランスの中点から電源を供給したりする。

この中点はいわゆる理論的には信号インピーダンスではグランドと同電位であり、パスコンなどで落とす事になる。 電力の小さいうちはこれでも いいし、理論的な回路解説などではそうである。しかし大電力のプッシュプルアンプで効率よくパワーを出そうとすれば、 少々様子が変わってくる。
両方の素子の特性の違いから、電力が大きくなり限界動作に近づくとその差が大きくなり、バランスが崩れて片方の素子に負担がかかってくるようになる。 当然出力は伸び悩み設計した出力が出なくなる。これを緩和するにはどうするか。 小電力であれば互いの違いを吸収できるように、 入力や出力に小抵抗を入れる。ベースやコレクタに直列に抵抗が入っているのを見たことがあるかもしれない。 大電力であればこの抵抗は損失となるからこの方法は使えない。上記で述べたトランスの中点を、 両素子の差で若干自由に振動させる事によりバランスを吸収する。 具体的には中点をパスコンで直接落とさずにＬや抵抗を挿入して電源電圧を加える。これでグランド電位に対しては振れる事になるから差が吸収できる。 当然ここから高周波などが漏れてくるからその後の電源側にパスコンを入れる。

また大電力のアンプは負荷抵抗を小さく設計していて、電力的には余裕があるということである。 高周波での負荷インピーダンスは小さく、 このアンプの直流電源からの回路を考えた場合、 このアンプのコレクタとの間のトランスやコイル、配線等の直流インピーダンスが無視できなくなり、高周波負荷と大して差がなくなってくる。
さらにトランジスタなどでは周波数が低いほどゲインは高いから、直流電源との間のインピーダンスを負荷として、 低周波でのゲインが高くなり発振が起きやすくなるのである。 よく言われる寄生振動である。そのためにこれらの大電力高周波アンプの電源側パスコンは、 低周波や、 特定の周波数に対して負荷インピーダンスが高くならないようにする必要がある。 本来のパスコンと並列に電解コンデンサを入れたり、 広い帯域でインピーダンス下げるために違う容量のコンデンサをいくつも入れたりするのである。

ローカル局が送信する。このローカルは非常に強くてＳメーターが9＋60dBを軽く振り切れる。 受信機入力はＳメーターを信用すれば100mV（100dBuV）以上である。 ところがローカル局が出るとバンド中にザーというノイズが出る。 人はＰＬＬシンセサイザーによるノイズだと言う。本当にそうであろうか？

送信機の最終ミキサーを例えば一般的なIPが+10dBmのDBMで設計したとしよう。 このDBMでのIMDが送信機全体の問題にならないように設計したとすれば、例えばIMDを終段より充分低い40dBに取れば、 ここでの動作レベルは+10dBm - 40dB/2＝-10dBmの入力レベルとなる。 これは出力側のレベルで-16dBm程度である。 100Wの送信機であれば、あと+50dBm（100W)まで66dBの増幅度を必要とする。
バンドのばらつき、電力が上がってきた時のゲイン低下等を考えると、約70dBである。 このDBMを入力とする以後の増幅段全体のＮＦを考えた場合、例えば受信機などとほぼ同じ考え方でＮＦを10dBとしてみよう。 この時、等価内部雑音は3kHz帯域で約-130dBm程度である。この内部雑音に65dB（ミキサーロス-6dB)程度のアンプが付いているので、 アンテナ端に現れ送信されるのは約-65dBmとなる。
これは-115dBc（キャリアに対する比）のレベルである。ということはS9+60dB(100dBu)の信号のローカル局が出ると -15dBuV(-128dBm)の雑音が出てくるということである。 メーターこそ振れないがNF10dBの受信機で聞くと雑音レベルが充分聞こえるということである。 送信最終段の後ろには高調波を抑えるためのＬＰＦが入っているから、送信しているバンドより上の周波数帯ではこのＬＰＦで雑音は抑えられる。 しかし送信する周波数より低い周波数帯ではＬＰＦの恩恵は全くない。 昔の真空管式の機械は出力インピーダンスが高く、広帯域アンプの設計ができなかったため、各ドライブ段をチェーンなどで連動して何段も同調を取っていたから、 このノイズは割合狭い範囲で抑えられた。 しかしトランジスタの広帯域アンプになってから、非常に広い範囲に雑音がバラまかれるようになったのである。 さらに受信機の局発レベルの所でも説明したが、局発注入側からも受信機と同様の動作もあり、 局発アンプからの雑音も無視できないのである。もちろんＰＬＬの位相雑音もある。

先の見積もりはかなり適正な動作レベルで、NFも結構いいと仮定しての場合である。 ということはこれより広帯域アンプのゲインが高くなったり、NFが上がるともっとこの雑音レベルが上がるということである。
受信機とは違い、前段にアンプを付けてトータルのＮＦとしては上がったとしても、総合ゲインが上がっているので出てくる雑音はもっと多くなる。
実際に測定して見たことがあるが、この広帯域雑音は100W機で-90dBm/Hzから、-95dBm/Hz程度であった。(1Hzあたりの電力）　 これは3KHz帯域に換算すると3000倍(+35dB)であるから-55dBmから-60dBmとなり、上記の計算とほぼ一致してくるのである。

送信機の雑音を帯域別に分けてみると、上記の広帯域雑音、次がＩＦの帯域、さらにSSBフィルター内の雑音という様に順番に段階に分かれてくる。 これにＰＬＬの位相雑音がキャリアの近傍に絡んでくるのである。 各帯域の雑音はそれぞれの帯域を制限するフィルターより後のＮＦと、 ゲインである程度計算する事ができる。 パワーが大きくなると結構ぎりぎりのレベルで動作しているので、送信機の各段のレベル配分、ゲインの管理がいかに重要であるかよくわかる事と思う。

送信機の評価にはよく低周波の２信号が用いられる。一般にSSB送信機の評価はほとんどこの２TONEを用いて行われる。 （残念ながら日本は大変な後進国である。１信号などでの測定が多い。それに加えて海上用無線機などはいまだに７５Ω負荷で行われている）
例えばアマチュア的には無信号、１信号で評価しているキャリア漏れやパワーなどの評価も２TONEで変調した信号で行なわれている。。
無変調時に比べ2TONEで変調されると、ＢＭの動作レベルが変わったり、 また2TONE変調の波形のクリップなどにより BMに入力される信号のＤＣ成分が振られたりするから、キャリア漏れが増えたりする。 また１信号と２信号ではALC動作や電源状態が変わるからパワーも変化する。 もっと先進的な所ではALC動作の評価には４TONE法を用いている。 ４TONE法によるダイナミックなALC動作は非常に厳しいものとなる。

2TONEの片方はピークパワーの1/4（-6dB）　 ２つを合わせて1/2（-3dB)である。 パワーメーターでは1/2になり、スペアナではそれぞれの成分は-6dBである。 IMDは各２信号からの差で測定する方法と、PEPから測定する場合（アマチュア）とがある。 当然アマチュアの方が良い値の表示となる。 定格パワーとは3rdIMDが-25dB(-31dB)以下であるから、 実際にはアマチュア機は満たしていることは少ないと思われる。

アマチュア的にはこの２TONEは非常にいい加減である。しかし本来は送信機のどの部分を評価するかによって、 この2TONEは大きく分けて２種類の組み合わせを用いることは前にも述べた。 すなわちマイクアンプやBMなどを含め送信機全体を評価する場合は、3rdIMDがSSBフィルター帯域内にはいるような近い組み合わせを用い、 送信電波の広がりなど不要輻射を評価するような場合は広い２周波数間隔とする。 国際電気通信連合のCCIR（有線ではCCITTに相当）ではこれを1100/1700Hz、700/2300Hzとして推奨している。
帯域内でのIMDを観測した場合、それぞれの変調周波数の高調波、IMD、高調波同士のIMD、キャリア漏れなどが見られ、 また本来のファイナル部分で生じたIMDが一体となって観測される。 マイクアンプやBM適正な設計でない送信機ではALCゾーン内の変調でも非常に汚いものとなる。すなわち変調音の濁り、品位がわかるのである。
この場合SSBフィルター帯域外は高次のIMDとなるから、電波の広がりの評価には不適である。

帯域外を評価する2TONEでは、低次（３次以上）のIMDがSSB帯域外となり電波の広がりとして評価できるようにする。 上記に比べて観測されるものは少なく、送信機のスプラッタなどの不要成分の評価に用いる

ここで生じるIMDは上下非対称であったり、３次、５次IMDが高次になるほど順次に減少するはずが、逆転したり、増減したりする場合がある。 帯域外を評価する2TONEでは、IMDは通常ファイナルで生じる（動作が一番厳しい）が、 実際にはそれ以外にも動作的に厳しい部分（ドライブ、ミキサー等）があり、 それらで生じるIMDとが合成され、 位相的に増減が生じる場合があるからである。
従ってこれらは動作点、パワーの変化によって様々に変化する。 特にプッシュプルアンプなどでは入出力のパワーのレベル変化によって、そのバランスが大きく変化するからIMDの変化も直線的ではないため多様になる。
また一般にトランジスタのファイナルアンプは、高次のIMDが大きくスプラッタなどは若干不利となる。

たいていのトランシーバーにはＡＭモードがついている。しかしこのＡＭモードは結構やっかいな存在である。
ＡＭ送信について考えてみる。

昔のＡＭ送信機はほとんどの機械がファイナルで変調をかけていた。プレート変調やスクリーングリッド同時変調などである。 これらは変調器に送信パワーと同等の大電力を必要とし、変調トランスを必要とした。もっと小電力にするためにはコントロールグリッド変調などがあった。 送信時のピーク電力はキャリア電力の４倍であり、シングルトーンの100%変調の平均電力は150%である。 当時のＡＭ送信機は今のようにALCでパワー制御するということはあまりなく、現代の送信機は低電力変調が主流で、 パワーの制御という意味で違った難しさを持っている。

現代のＨＦ送信機はSSB送信機である。このSSBを主にした送信機にＡＭモードを追加する場合はどうなるか。
まず元のＳＳＢに対してキャリアだけ漏らしてやるとＨ３Ｅ（Ａ３Ｈ）モードができあがる。 いまはAMはほとんど絶滅したが、 業務用の送信機のほとんどがこのモードであり、別名AME(AM Equivalent）とも呼ばれ、ＡＭ受信機で復調できる。
本格的なAMに比べ帯域幅は半分であり、キャリアはピーク電力に対して-6dB、シングルトーン100%変調時はちょうどSSBの２TONE変調と同じ状態になる。 ALCの動作はSSBと同じでよく、動作的には一番シンプルである。 しかしこのモードの変調の難しさ（深くできない）はご存じの通りである。キャリアが少ないともがつき、多過ぎると変調が浅くなる。 送信機の段間でキャリアを漏らして追加したような構成では、キャリア電力をバンド間のゲイン変動や、温度の変動に対して一定するのは非常に難しい。 このためにはやはりキャリア電力が一定になるようなフィードバック系の制御がほしいところである。

現代のアマチュア無線機のほとんどは本格的な両側波帯のAMモードである。 終段で変調をかけることはほとんど行われず、低電力変調である。 ＩＦの帯域はSSBフィルター以外に、両側波帯を通すフィルターが必要となる。
キャリアはどこで添加するか。先のH3E（A3H）モードのようにどこかの段で漏らすか、またはBMのバランスを崩してキャリア漏れの状態を起こすかである。
ここで問題になってくるのはALCである。変調のピークパワーに対してのALCがキャリアにもかかってしまった場合、 このキャリアは影響を受けて減少するから、キャリアで振れていたパワー計の振れが下がることになる。
そのためにはキャリアはALCと無関係である方がよい。したがってできるだけ後の段で漏らすことになる。 この場合キャリアはピークパワーの25%に調整するとちょうど100%変調がかかるレベルとなる。
しかしこのキャリアパワーは前述のように温度変動、バンドのゲイン変化にもろに影響を受ける。 そのためキャリア調整がついてるような機械ではいいが、モービル機や簡単操作のためには不適当である。

キャリアパワーを一定にするためになんらかの方法で制御する事が必要となる。このためにALCの様なフィードバックの制御でキャリアパワーを制御する。 しかし変調がかかるとパワーは増加するから、通常の尖頭値型のALCでは不適で、キャリアにかからないように、 変調に対しては応答しないように平均値型のALCをかける必要がある。 メーカー製の機械の大部分はこれであり、AMモードでは時定数を切り替えることになる。

法的にはSSBもAMも同じ電力であっても、それぞれのピークパワーは違う。
AMはキャリア電力の４倍まで出すことが可能である。前述の様に25%のキャリア電力として、SSBと同じピークパワーで抑えてしまうのは得策ではない。 もともとSSB時でもバンドやばらつきその他で、設計パワー的にはある程度余裕があるから、キャリア電力を定格パワーの40%程度とし、 ピークは４倍の160%となるが、この程度までは少し伸びがなくても出力は可能という考え方である。
これも前述のアマチュア専門誌であるが、「40%にするのは、変調は浅くなってもキャリアの多い方が・・・　考え方」と書かれてあったが、 40%のキャリア電力にしても、ALCを平均値型にしたために、パワーさえちゃんと伸びていればきちんと100%（以上）の変調がかかるのである。 100%以上の変調がかかってもがつかないようにするためには、変調レベルに制限をかければ良いことになる。 そのためにプロセッサーなどは有効である。

しかしこの平均値型ALCを採用しても、実は変調をかけると平均パワーは増加しているから、 例えばしゃべった後に、 一瞬パワー計が下がるというような現象が起きるのである。 しゃべっている間もALCがキャリア＋変調の平均電力が一定になるように制御していて、パワーメーターは若干前後しているが、 変調がなくなるとキャリアだけになってしまいパワーが下がり、時定数で戻っているのである。

余談であるがA3HモードをH3Eと書いた。A1, A3, A3J、A3H、A3A, F3などの旧モード表記法は、もはやアマチュア無線だけと思われる。 どうして世界の標準にしないのだろうか？　新モード表記は、それぞれA1A, A3E, J3E, H3E, R3E, F3Eである。

この例での100W機の消費電流の大半を占めている終段ＰＡ回路の設計について考えてみる。 たいていＢ級またはAB級のプッシュプル回路であるから、片方づつを考えてみる。
負荷インピーダンスの設計はこれまでにも述べたように(Vc^2)/(2xPo)であるから、電圧を13V、パワーを片方50Wとすると約１．６Ωである。 実際にはトランスの巻き数比は、プッシュプルで50Ωに対して1:4にして、50/4^2=3Ω強。 すなわち片方当たり約１．５Ωで設計することとなる。
この時の高周波電流はオームの法則からＩ＝(P/R)^0.5で約6Aとなる。すなわちプッシュプル両方で約12A。 これにアイドル電流や、損失を加えると効率が良い場合でもだいたい13-14A程度となる。 実際に私が作ったのものと比べてみると、一番効率が良かったところで約14Aであったから、ほぼ計算通りである。
同じように前段ドライブの電流を計算して約2A、その他の動作電流約1A程度を加えるとだいたい、効率が良くても17A程度であろう。 効率が悪いところでは20Aに近くなると思う。

さてこの回路で10Wにパワーを落としたときの動作はどうなるか？　 パワーが変わっても負荷インピーダンスは片方当たり１．５Ωのままである。 ということは10W出力時にここに流れる高周波電流を計算すると約1.8Aになる。 両方で約3.5A、前段とその他の動作電流の1Aを加えると、約5Aである。 実際にはもっと効率が悪いから5-8A程度ではないだろうか。 10Wの専用機では約3A程度で収まるはずが、２から３倍の消費電流となって、非常に効率が悪いのがこれでわかると思う。
実際の10W機での計算は、巻き数比1:2、片方当たり6Ω強、高周波電流は両方で約1.8A。 アイドリングとその他1A強で、トータル約3Aとなる。
こういった非効率を改善するためには結局の所、使用するパワーに適した終段回路を使う以外にない。 すなわちリニアアンプなどを備えて、パワーに応じてON/OFFするような使い方をするしかないのである。

効率が悪いのはわかった。この効率の悪い回路で、他に問題はでないのだろうか。
パワーを落とすのは出力パワーの検出電圧のスレッショルドを下げて行われる。 しかしこのままパワーだけ下げて制御すると、ゲインはそのままだから、ALCのかかる量が増加し、 音声やCWでのALCコンプレッション量が多くなる。またパワーを下げた分だけS/N、キャリア抑圧量が下がる。
またCWなどではキークリックなどの対策のために、波形の立ち上がり、下がりの時間を意図的にとっているが、 パワーを制限することにより、すぐに制限パワーに達してしまい、結果として急激に立ち上がる波形となる。 また動作時のALC量が10dB多くなってオーバードライブ状態となり、波形のオーバーシュートや戻りの振動などが多くなってしまう。
そのためにパワーを絞ると同時に、送信機全体のゲインを連動して落とさなければならない。 すなわちパワーを10dB落としたら、ゲインも10dB落とさなければならないのである。
さらに終段動作での信号振幅が少なくなったためのクロスオーバー歪みが多くなる。
パワー検出電圧が低くなる。これらはダイオード検波であるから、順方向電圧が無視できなくなり、 パワーの制御がばらついて不安定になったり、 温度の変動によるパワー変動の原因となる。

設計されたパワーに対して大きく下げて使う事は、よく言われる「終段を軽く動作させて歪みが少なく動作させる」 などと言うようなものとは全く次元の違う使い方であり、 非常に非効率、不利な使い方なのである。

ＣWモードは一番シンプルな電波形式である。しかしこれも品位の良い電波を出そうとすれば、結構いろんな要素を考えなければならない。 またシンプルなだけに、あらが目立つ物である。

昔のＣＷはファイナルのカソードを直接キーイングしたりしていたが、今考えるととんでもない方法であったように思う。 キーにかかる電圧が非常に高くなったり、大電流である。危険でもあるし、大電流により接点がすぐ痛む。 また大電流のOＮ/OFFは火花を出し、キーからの火花送信機にもなってしまう。 現在の小電流によるキーイングでも、 特に対策しなければすぐ横の受信機に入ってしまうこともあるから、 今から考えればキークリックなども相当出ていたのではないかと思う。

ＳＳＢ送信機においてＣＷを出す方法はいくつかある。 先のＡＭの様にキャリアを比較的後段から漏らしてやるか、 ＳＳＢのバラモジで取っていたバランスを崩してやるかである。 どちらもＣＷ時は音声による変調を切る必要がある。 しかしこれらによる方法だけでは、キーイングＯＦＦ時のアイソレーションは充分ではない。 ＯＦＦ時のアイソレーションはスペースウエーブになり、聞こえてくることになる。 弱い信号ではこの問題はあまり起こらないが、充分にＡＧＣ抑圧を受ける強信号では、キーイングの合間のＡＧＣが復帰した時にはっきり聞こえてくる。
このためアイソレーションを稼ぐために、それ以外にキーＯＦＦ時のミュートする方法が必要となってくる。 またＣＷの波形はキーイングに対して、遅れて傾斜を持って立ち上がり、 ＯＦＦになっても遅れて傾斜を持って下がるからこの波形を完全にカバーするようなミュートである必要がある。 さらにキーイング品位を目指そうとすれば限界の90-100dB必要であるから、 バラモジによる抑圧は40　-　60dB程度であり、ここからさらに相当の抑圧が必要である。 いろいろな方法があるが、別の段でのスイッチの追加や、発振回路を完全にＯＦＦ（立ち上がりのドリフトの心配がある）するとか、 複雑な構成であれば局発生成課程における分周をストップするなどの方法も使える。

ＣＷではセミブレークインやフルブレークインでキーイングに対して自動的に送信になるようにする。 しかしここで問題になるのは受信から送信、あるいは送信から受信への変化時の、受信機／送信機の立ち上がりである。 この切り替え時間が早くなってくると、いままであまり考えられてなかった問題が発生する。いくつか挙げてみよう

送受切り替えリレーなどの動作速度により、あまり早く電波が立ち上がってもリレーが切り替わる間 （外部にリニアアンプなどを接続した場合は、 その切り替わり速度が問題になる。） 送信機にとっては無負荷となり、この間に保護回路が働き、送信時の頭が出なくなってしまう。 またキーイングに対して遅れを大きく取ると、速い速度でのフルブレークインができなくなる。 またきれいなＣＷ波形のためには立ち上がり下がりともに３−数mSecの傾斜が必要であるから、ますます波形がやせたり、フルブレークインが難しくなる。
受信電圧などの立ち上がりを急峻にすると、受信の頭で大きなクリックを発生したりする。 結果、送信の立ち上がりは数msecから１０数msec　受信の立ち上がりは10msec-20msec程度は必要になってくる。 もちろんＰＬＬや他の回路の切り替え動作も速くしておいての話である。
トランシーバーにおいては、送受信のフィルターが共用である。ここも当然送受で切り替える。 送信時、このフィルターにはその送信信号の強いエネルギーが通過している。しかしこのフィルターの群遅延によりこのエネルギーは少し遅れて通過している。 ここで受信に切り替わったときには、まだ送信信号のエネルギーは残っており 受信に変わると、このフィルター以後のＩＦアンプがこのエネルギーを受信してしまう。 すなわち受信の頭におけるクリックなどのノイズになってしまうのである。

ＣＷではパワーを制限するＡＬＣはＡＭのような変調によるパワー変化を考える必要はないが、 キーイングによるキャリアの立ち上がりで、ＳＳＢと同様にＡＬＣが立ち上がる。 （パワー制限のない小電力ではＡＬＣはないが、ゲイン変動などによるパワー変化の原因となる）
ＡＧＣと同じように、このフィードバックによるパワーの制御はＣＷの波形に大きな影響を及ぼす。 立ち上がりを速くし、オーバーシュートやその後の振幅変動を減らす。 そのためには過度のＡＬＣ量にならないように適正なキャリア量とする必要がある。 しかしＡＬＣの制御により出力パワーを落とした場合、送信機全体のゲインが一定だとオーバードライブとなりオーバーシュートの量が大きくなる。 またＣＷ波形の立ち上がり傾斜は同じでも、早い段階で最大レベルに達するから、結果としてＣＷ波形の立ち上がりが急峻になってしまう。 このためにはパワーを絞ると同時に、送信機全体のゲインも同じように下げなければならない。 こうすればパワーを変えてもＡＬＣ量は一定になり、立ち上がり下がりの波形も同じになる。 またあまり大きくＡＬＣがかかる様であると、送信最初の立ち上がり（ＡＬＣの最初の立ち上がり）と、 連続して送出しているとき （ＡＬＣがある程度かかっていて、時定数で戻ってくる）とでは送信機のゲインが変化しているから、 いわゆる一発目の波形が他とは大きく違う原因となる。

キャリアの断続のみで一見簡単に見えるＣＷにおいても、品位を良くするためにはレベルの管理や、細かな配慮は必要なのである